4.2.8功率因数主动校正

以下内容基于向量描述的基波分量考虑。 适当控制变流器网侧电压U使供电侧有效滤波阻抗两端的电压U，调节至期望值。该电压产生期 望的线路电流IL。有源馈电变流器能通过这种方式传送任意大小的无功电流（包括零），且在其规格范 围内产生任意大小的无功功率（包括零）。因此，该变流器可用作补偿器，通过附加施加电容性或电感性 电流使交流侧电源保持一定的电压水平。 对于理想的功率因数主动校正，滤波电感的电流相对于供电电压是正交的（滞后或超前90°）。矢 量图示例见图4。 显然，根据工作点的不同，很多情况下，变流器网侧电压应高于内部耦合点处的电压。规定变流器 的额定值时应考虑到这一点。如上所述，动态控制需要更多的裕量。

GB/T39275—2020/IEC62578;2015于或等于由一个大的等效有源馈电变流器引起的畸变。应注意的是，非正弦波输入电流不仅由有源馈电变流器的畸变产生，且由非正弦波供电电压产生，导致寄生电流流过配置的电容式输人滤波器。直流侧联结处和/或供电侧滤波器的测量量是一项具有挑战性的任务。在需要测量谐波的情况下，要求测量设备的带宽为脉冲频率的10倍～20倍。其他信息参见附录B。5.2.2新型变流器拓扑及其对供电网络的优势图6、图7和图8通过呈现供电电流畸变和电压的典型波形对供电网络的影响，展示了不同拓扑的技术进步和主要里程碑。随着新技术的出现，已实现设备输人电流更加接近理想的正弦波（长期以来的目标）。MLN(t)图6具有直流输出和电感性滤波的相控变流器的典型供电网络电流it（t)和电压ur（t)MN(t)图7：具有直流输出和电容性滤波的不可控变流器的典型供电网络电流it(t)和电压uLn(t)12

GB/T39275—2020/IEC62578:2015对供电网络的不良影响，对于有源馈电变流器而言，电源阻抗在谐波电流畸变中扮演比传统变流器更重要的角色。滤波电抗越小，影响越大。图13给出L型滤波器的示例。(ULsg/ULi)%+ IscV,aqμ =3%MscV,eq =6% MscV,eqμ =10%MscV,q =20%100150200250300350400450Rsce图12根据5.2.4中的线路阻抗，在脉冲频率3kHz下运行的有源馈电变流器的相对电压畸变（59次谐波）与Rsce的基本特性30MscV,equ =3%(/LN.59/lL:)/%25MscV,q =5%20MscV,eqμ =10%15￥ IIscV,qp =15%104IscV,aq =20%50100150200250300350400450Rsce图13根据5.2.4中的线路阻抗，在脉冲频率3kHz下运行的有源馈电变流器的相对电流发射（59次谐波）与Rsce的基本特性这种特性的后果是，设备在弱电网络中的谐波电流畸变比在强电网络中低。因此，根据在强电网络中测得的设备电流畸变进行计算，可能会夸大弱电网络中的估计电压畸变。然而，尽管事实上谐波电流畸变随着更高的电源阻抗而降低，但更不利的电压分配比的影响占主导地位，且可能导致过高的电压畸变水平。因此，尤其当有源馈电变流器连接至公共供电网络时，可能需要附加的滤波措施。为了减少脉冲频率及其边带处的电压畸变，可采用不同的滤波器配置。图14给出用于电压源变流器的三种最常用的差模线路滤波器解决方案。如前所述，L型滤波器最简单。LCL型滤波器的滤波效率更好，线路频率电压降更小。可利用变压器的漏感作为供电网络侧电感器L2。如果控制中没有有源阻尼，可能需要图14所示的阻尼陷波LCL型滤波器进行无源阻尼。为进一步抑制恒定脉冲频率纹波，可使用陷波LCL型滤波器，通过第三个电感构建脉冲频率的串联谐振电路。应考虑到在倍数次脉冲频率下，滤波性能会下降。16

GB/T39275—2020/IEC62578:2015一半。5.2.4在2kHz~20kHz频段测量供电网络阻抗有源馈电变流器脉冲频率范围内的供电网络阻抗值及其谐波可能对电气或电子设备的传导发射具有重大影响。一个专门的研究项目研究了中欧各工业和公共供电系统中，内部耦合点处的供电网络阻抗，目的是确定频率至20kHz的供电网络阻抗的统计分布。这一方面有助于为有源馈电变流器设计性价比高的供电侧滤波器安全标准规范范本，另一方面对于定义有源馈电变流器的发射水平有用。这些研究在德国北部、中部和南部以及法国北部的多个地方进行了三年多。在每个测量地点，每隔一小时测定一次供电网络阻抗。一般来说，每个测定都要求全天测量（参见参考文献[1]"）。有关各种可能的方法的解释参见附录A中A.8。研究的所有网络的额定电压均为400V，均为电缆网络。以下结果对架空线无效。图16给出测量设备与供电网络的连接。测量设备可在频率至20kHz的情况下进行如下测量：复数相阻抗ZLIN～ZL3N及其平均值；复数线阻抗ZL12～ZL31;一复数正序阻抗ZpOS。图17给出空载情况下低压变压器的阻抗特性。这基本上对应于漏抗。图18给出一整天内供电网络阻抗测量的示例，能从中检查阻抗的变化。白天，许多负载连接至供电网络，阻抗相当低。夜间，阻抗趋于增加。由于负载被切除，供电网络阻抗有时会在夜间增加一倍。在几乎一半供电系统中，叠夜有显著差异。频率较高（6kHz以上)时，差异比频率较低时更显著。供电系统IPC4iZi1Z2ZL3ULDi2DisZNN图16供电网络阻抗测量设备的连接1)方括号中的数字为本标准参考文献的序号。18

GB/T39275—2020/IEC62578:2015ZLIN/a101214161820JfikHz图17空载情况下测得的低压变压器的阻抗示例(S=630kVA，u=6.08%)ZLXN/02. 51. 50. 510J/kHz20f/kHz图18一个地点一天内测得的供电网络阻抗变化尤其是供电侧具有电力电子电路的负载和相应的电容滤波将影响系统阻抗。图19给出具有负虚部的供电系统，即供电网络在一定频率范围内显示出电容性。约20%的被测供电网络在所测频率范围内显示出供电网络阻抗的电容（负）虚部。图18和图19所示的阻抗是在相线与中性线之间测得的，仅为典型示例。因此，图20给出各频率下电力系统阻抗统计分布的评估。为此，在25个不同的测量地点（德国北部、中部和南部以及法国北部）进行了测量，并记录了超过1300张图表。19

GB/T39275—2020/IEC62578:2015供电系统IPCZ有源馈电Z变流器图22描述供电网络阻抗的等效电路阻抗值Z需要由各个组件模拟。用于Z的组件越多，模拟的阻抗越准确，但模拟所需的计算能力也就越大，实现这种网络的实用性越小。因此，从图23的拓扑中找到准确模拟测量曲线与为此所需的计算能力之间的一种有效的折中。图23电力系统仿真的电路拓扑表.1不同电力系统阻抗曲线的线路阻抗稳定网络参数曲线R/αR2/nL, /μHL2/μH10%0.100.5512.00.550%0.492.5530.913.090%1.077.0751.021.1注：表中的参数通过匹配相应的阻抗曲线（例如图20中的50%曲线验证。阻抗Z由式(9)计算。1Z(w;R1;L;R2;L2)=..(9)11式(9)表示回归分析意义上的试验函数。可见，试验函数是非线性的、复杂的。近似的阻抗曲线和测得的50%阻抗曲线如图24所示，它们在2kHz～9kHz频段的一致性很好。22

GB/T39275—2020/IEC62578:20155.2.5.32kHz～9kHz频段三相线路阻抗稳定网络(LISN)未来将应用扩展至三相设备，并将阻抗分配至三相导体和中性导体，图26给出以下拓扑，图27给出验证。Z1、Z2和Z：的赋值取自图25和表2。对于额定电流大于100A的有源馈电变流器，L、R1、L3、R3、R。和L。的电感值可通过因子Iequ/100A减小。为真实地实现线路阻抗稳定网络（LISN)，应规定组件允差。电阻的允差通常为1%，这不重要。磁性元件和电容器的允差通常为5%～10%，这会明显影响阻抗曲线。由于提出的线路阻抗稳定网络（LISN)具有高阻尼，不会产生谐振效应。在最恶劣工况下，允差为10%（C，和L，）时，与图27中曲线的偏差为7.5%。这可能导致畸变增加或减少0.6dB。允差为5%时，偏差仅为0.3dB。相关的阻抗曲线见图20和图21。组件R1、L1、R2、Rs、R。和C，用于耦合和去耦，对线路阻抗稳定网络的阻抗仅有较小影响，而L3、R3、L4和R。为此处考虑的2kHz～9kHz频段提供规定的电力系统阻抗。Z1Z2L1LiZiZ2L2La供电网络ZZ2受试设备LsLsZZ2NN注：Z1、Zz和Zs的赋值取自图25和表2。图26；用于线路阻抗稳定网络的三相电路拓扑表 2图25和图26描述的线路阻抗稳定网络（LISN)参数R1R2RsR4RsReLiLsL4C;μHμHμHμF0.020.80.387.0311010044.222.15024

GB/T39275—2020/IEC62578:2015R(Z) /Q/kHz101(2)/Q2410J/kHzIz/α2f/kHz810图27图26所示线路阻抗稳定网络（LISN)90%曲线的阻抗变化5.2.6对2kHz~9kHz频段工业设备的影响5.2.6.1概述为确定工业设备在2kHz～9kHz频段的抗扰度，各种设备均在基波上叠加2kHz、5kHz或9kHz电压进行了试验，幅值分别为基波的2%、5%和10%。已经研究以下设备：具有以下拓扑的工业电源：未配置功率因数控制器的单相工业电源（交流230V/直流24V)、配置功率因数控制器的单相工业电源（交流230V/直流24V)和三相工业电源（交流400V/直流24V)；EMI滤波器（共模和差模）；变压器；具有以下拓扑的电气传动系统：无电感器和直流大电容，线路电感器为直流电感器。从功能和热学的角度观察了2kHz～9kHz频段的抗扰度。工业供电网络中未考虑谐振效应。2kHz～9kHz频段的畸变会由于EMI滤波电容器引起附加电流。在9kHz和幅度10%的情况下，电流能达到电源额定电流的10倍。这会导致内部熔断器或支路熔断器熔断。尚未发现电容器内部的热损耗很大，尽管通常不能排除这种情况（参见B.1.3）。在谐振条件下，直流环节电压可能增加。电压的控制不受此频段中畸变的影响。未观察到电源效率的显著变化。能观察到二极管整流器多次过零换相。这些可能导致温度以5%或10%的幅度增加。5.2.6.2EMI滤波器如果2kHz～9kHz频段存在畸变，用于EMI滤波器的电容器可能产生附加的电容性电流，其幅25

GB/T39275—2020/IEC62578:2015主电源RFI滤波器整流器直流环节逆变器电机LdeDACACDAC图30具有直流大电容和直流环节电感器的电气传动系统5.2.6.5具有大电容的电气传动系统直流环节电压可稍微抬升，在2kHz和10%幅值处观察到最大抬升：直流环节电压抬升了9%。观察了整流器多次过零换相。这种现象在较高频率下会减少，在9kHz时不再观测到。如A.6中解释的那样，通过EMI滤波电容器的电流会因骚扰而增加。5.2.6.6具有大电容和线路电感器的电气传动系统使用线路电感器时，电气传动系统的抗扰度在加载条件下增加。然而，对于待机模式下的测量实例，2kHz～9kHz频段的畸变造成直流环节电压抬升。最恶劣工况发生在2kHz，畸变为10%。在这些条件下，直流环节电压抬升了28%。畸变2%时，直流环节电压抬升了4.8%（参见A.5）。5.2.6.7具有大电容和直流环节电感器的电气传动系统在观察到的具有大电容和直流环节电感器的电气传动系统情况下，直流环节电压略有抬升。在这种特殊情况下，在2kHz和10%幅值下观察到最恶劣工况，直流环节电压抬升了5.9%。5.3高频现象（150kHz以上）5.3.1概述为减少干扰（差模/对称模式和共模/非对称模式），应选择适当的组件和方法，以找到经济的解决方案。5.3.2减少畸变有源馈电变流器共模畸变的减少与开关电源的畸变抑制类似。但是，由于有源馈电变流器的尺寸更大，电容性电流更大，因而要求适当的抑制组件。此外，供电电缆的正确接地和屏蔽也很重要。差模高频干扰的抑制功能可融合至滤波组件中（见图32）。然而，设计滤波组件时应谨慎，以便在高频范围内保持其低频性能。5.3.3抗扰度应在装置输人端、装置本身以及朝向负载的输出端进行射频滤波或保护。通常，有源馈电变流器内部的畸变比来自外部源的畸变大得多。因此，应避免从内部电源布线至信号布线的交叉耦合。信号输27

5.6系统集成和专门试验

此类变流器的电气安全和热安全根据相关产品标准进行了试验。 鉴于有源馈电变流器的电击防护要求，应考虑到电压源变流器通常配备有大的直流环节电容器，即 使在电源断开后，其中也存储有电能。因此，应提供适当的措施，使之在切断有源馈电变流器后放电。 放电性能应通过验算存储的能量或切断有源馈电变流器后1s~5s内测量电容器电压检查。 除了不可控整流器既定的试验外，宜对有源馈电变流器进行以下型式试验： 不平衡线电压下的运行特性； 供电过电压或欠电压情况下停机； 单相和三相供电电压中断和短时暂降情况下的运行特性； 在过电流情况下，有源馈电变流器供电端口设备短路而关闭； 在最大电流和直流环节电压的最高参考值下停机（直流环节电压不应抬升至不允许的值）； 一电力恢复期间断开与供电网络的连接。 可能需要进一步的试验，仍在考虚中

电压源型两电平拓扑PWM有源馈电变流器的特

章讨论电压源型两电平PWM有源馈电变流器的

6.2功能概述，基本电路拓扑

电压源型网电平P WM有源馈电变流器通常使用的脉冲频率为1.5kHz~16kHz。它们能实现四 象限运行，且能控制任何相角的正弦波线路电流。有功功率和无功功率能彼此独立控制。还能以相同 的电路实现有源滤波器。由于其发出功率的能力、良好的可控性以及对线路干扰小，它们与变频器一起 用于传动和风力发电系统，作为一种改进技术替代不可控整流器。 图33给出电压源型两电平PWM有源馈电变流器的基本拓扑，包括供电侧电抗Xequ、电子阀器件 和直流环节电容器Cd。负载可为具有直流电压输人的任何电路，例如波器或机器侧变流器。有源滤 波器通常没有负载。电子阀器件将直流电压U。连接至电源L，～L相。电抗Xeu将电源与变流器输 人电压的瞬时值分开。 为了正常运行，要求电源与变流器输入端之间的电抗（X，十Xu）有最小值。将畸变抑制到允许值 需要附加滤波组件（见5.2.3.2和5.2.6.2）。 由于电压源型两电平PWM有源馈电变流器的直流环节未连接至电源的中性点，变流器输人端的 线电压为士U。或零，直流环节对地有一个共模电压：

GB/T39275—2020/IEC62578:20156.7适用性和系统方面电压源型两电平PWM有源馈电变流器是低压应用领域的现有技术，用于不间断电源系统、风力发电和太阳能发电应用以及有源滤波器。电气传动系统通常使用它提供再生能源。有源馈电变流器中电子阀器件的高频次开关增加了开关损耗。在线路电流为正弦波且功率因数约为1的情况下，使用IGBT的有源馈电变流器的损耗为晶闸管控制变流器损耗的2～4倍。另外，与不可控整流器相比，线路电流方均根值大约小20%。因而供电网络损耗大大降低。6.8在有源滤波模式下运行控制类似于图37中的框图。电流的d分量和q分量的参考值中增加了附加谐波。较高频率的畸变（见4.2.3)不受影响。7电压源型三电平拓扑PWM有源馈电变流器的特性7.1功能概述，基本电路拓扑三电平PWM变流器相当于两个具有共同中性点的两电平系统串联。这意味着，当每个直流电容器上的直流电压相同时，三电平变流器的输出电压是两电平变流器的两倍。三电平变流器主要使用两种基本拓扑：中性点钳位（NPC。实际上仅限于三电平）和飞跨电容器（也可应用于三电平以上的多电平拓扑，见第8章）。在NPC拓扑中，中性点通过二极管连接至交流输人端子。在有源NPC方案中，采用晶体管或GTO晶闸管与二极管并联的方式。当三电平桥臂上的两电平臂切换时，能产生三个与直流环节中性点“NP”电位相关的电位，即0和±0.5Ud。适当控制三电平变流器臂的交错切换，能产生五个不同电平的三电平变流器线电压，即0和±0.5Ud、±Ud。参考图40中的中性点“NP”电位，得到的脉冲频率是阀开关频率的两倍（例如，当每个阀器件的开关频率为150Hz时，输出脉冲频率为300Hz)。示例见图41。flond主电源IPCXLL1iLl StOCdlLsS2HLV2负额LsS3Cd2图40三电平有源馈电变流器的基本拓扑。对于电气传动系统，也可在负载侧使用相同的拓扑34

GB/T39275—2020/IEC 62578:2015UL图41三电平PWM变流器线电压的典型曲线图7.2功率控制使用市场上常见的最高正向阻断峰值电压约为5kV的半导体器件（IGBT、GTO、IGCT），变流器的额定功率可达约10MVA，输出电压约为3.3kV。如果并联，额定功率可达约20MVA甚至更高等级。与小功率系统相比，由于半导体阀器件在高压大功率下的开关损耗增加，脉冲频率有时不得不大幅降低。7.3动态性能这种电气传动系统变流器的数字控制任务通常由多任务模式、采样时间短于1ms的高性能微处理器处理。该控制器具有高动态控制响应，上升时间约为几毫秒，如果使用适当优化的脉冲模式，能灵活地适应不同要求。图42给出13MW大容量三电平变流器负载突然变化及其快速响应的示例。35

GB/T39275—2020/IEC62578:2015us/V4 0002 0000t/sD(d), izD(d/Ai2(d2 0001 00001 000i2DR/A2 00002 00000. 020. 040. 060. 08上图：直流环节电压。中图：直流负载电流的参考值i2p和实际值i2D。下图：线路电流。图4213MW三电平变流器负载突然变化示例，电流控制响应时间不超过5ms7.4不期望的非正弦波线路电流三电平变流器的脉冲频率决定频段。在该频段以上，不期望的畸变不会受影响。在PWM控制适当的情况下，三电平变流器的相电压不包含大于（1/2)U。的阶跃。与两电平变流器相比，这就减少了这些电压阶跃产生的纹波电流。由于相对于直流环节电压的电压阶跃仅为可比较的两电平变流器的50%，产生的电流畸变的平均幅值约为两电平变流器的25%～30%（参见A.3.1)，具有相同的阀器件开关频率。7.5适用性和系统方面采用中性点钳位（NPC)和飞跨电容器(FC)拓扑的三电平变流器是各种类型大功率应用的最先进技术。典型应用包括过程导向传动装置（例如，轧机），要求附加的高动态性能且可利用功率和谐波控制优势。这种高性能系统的效率至少为96%。从畸变的角度看，三电平PWM有源馈电变流器具有以下特点：最低畸变频率是变流器输出电压的有效脉冲频率。在没有附加滤波器的情况下，该电压的畸变电平约为10%。有效脉冲频率的整数倍频率下的畸变是附加产生的，但幅值小得多。由该电压畸变引起的脉冲频率下的电流畸变幅值取决于供电电压与变流器输人之间的阻抗以及脉冲频率，与负载基本无关，几乎可忽略不计（3%）。如果有必要，可使用附加滤波器减少电流畸变。36

GB/T39275—2020/IEC62578:20158电压源型多电平拓扑PWM有源馈电变流器的特性8.1功能概述，基本电路拓扑为便于理解，多电平变流器可看作是几个串联连接的两电平变流器（见图43）。这意味着，对于相同的半导体器件，n电平变流器实现的输出电压是两电平系统的（n一1)倍。主电源IPCS2UiLHK本图43采用IGBT的飞跨电容器（FC)四电平有源馈电变流器的典型拓扑适当控制阀器件可产生多个不同电平的线电压。随着电平数量的增加，越来越近似于期望的电压和电流波形（通常为正弦波）。多个串联的两电平系统采用移相触发，在输出端产生阶梯状电压曲线，即使没有滤波器，也非常接近正弦波。电压在各个阀器件之间的正确分配通过具有悬浮电位的电容器实现，要求开关频率尽可能高且控制适当。电容器的额定值取决于开关频率（参见A.3.2)。多电平变流器各自的两电平系统彼此独立切换。如果考虑四电平变流器，用于半波的供电网络侧电位能呈现四个电位，即0和±1/3Ua、土2/3Ua、±U。（见图44）。0.80. 60. 40. 2Uu/UuLmx0. 20.0. 600.0050. 010. 0150. 02多电平（四电平）有源馈电变流器线电压的典型曲线形状t/s图4437

阀器件的适当交错控制给整个逆变器系统提供具有七个不同电压等级的四电平变流器线电 见A.3.2）。 飞跨电容器技术不限于四电平。六电平或更多电平也是可能的，但通常由于经济原因而不适用。 使用的电平越多，越接近正弦波形，绕线电感性元件（例如，变压器）绝缘系统的du/dt应力越低。 与直流环节电压相关的四电平有源馈电变流器的电压阶跃仅为两电平有源馈电变流器的30%，且 因为可实现的输人端电压是三倍多，产生的电流畸变的平均幅值约为具有相同阀器件开关频率的两电 平有源馈电变流器的10%（参见A.3.1）。

与两电平和三电平变流器相比，参考第5章和第6章时，只需考虑以下差异： 输出端的可见脉冲频率随电平数量n增加，而半导体阀器件的开关频率保持不变。这带来更 好的动态性能，扩展了期望的（可控的）谐波的频率范围。不期望的（不可控的）畸变从更高的 频率开始。 一电压阶跃降低，导致电容性电流减小（降低了任何滤波器、连接电缆和电容器的应力）。 一多电平变流器通常仅在要求大功率、高电压和很小畸变的情况下使用。 使用市场上常见的最高阻断电压约为3kV的合适半导体器件（IGBT），额定输出功率范围为 3MVA~3MVA风冷型）和2MVA～5MVA(水冷型），输出电压约为2.4kV～4.2kV。 与小功率系统（两电平)相比，由于半导体阀器件在高压大功率下的开关损耗增加，大功率有源馈电 流器的脉冲频率不得不大幅降低。另外，还应考虑到系统交流电压的有效开关频率为每个阀器件脉 频率的三倍（例如，每个阀器件的1kHz开关频率可产生输出端3kHz的开关频率）。

这种有源馈电变流器的数字控制任 处理。 该控制器具有响应时间短的特点，通过使用适当优化的脉冲模式，能灵活地适应不同要求

从畸变的角度看，四电平PWM有源馈电变流器具有以下特点： 最低畸变频率为变流器输出电压的有效脉冲频率。无附加滤波器时，内部耦合点处电压的畸 变水平约为5%（示例见图45）。 脉冲频率的整数倍频率下的畸变也会出现，但幅值小得多。由该电压畸变引起的脉冲频率下 的电流畸变幅值取决于变压器阻抗、供电网络阻抗和脉冲频率，与负载基本无关，几乎可忽略 不计（2%）。如果有必要，可使用附加滤波器减少畸变

GB/T39275—2020/IEC62578:2015主电源F3E交流器ZF3EF3E整流器直流环节逆变器滤波器能量流图46F3E有源馈电变流器拓扑从实践经验得知，在很多情况下，只需在供电网络侧添加小电感，即可保护由同一供电系统供电的其他设备，抑制由F3E有源馈电变流器引起的电压畸变。与具有二极管整流器的标准PWM转换器相比，两个主要差异显而易见。在电气传动系统中，制动斩波器和电阻器被F3E有源馈电变流器取代。为逆变器级提供PWM电流的电容器从直流环节移至交流供电网络，额定值要小得多，因而可将电解电容器更换为金属箔交流电容器。9.2功率控制和网侧滤波器网侧滤波器是必要的，为输出逆变级PWM电流提供低阻抗通道，且限制这些电流引起的电压畸变。为避免谐振，滤波器不得不由串联电阻器阻尼（见图47）。使用简单的代表供电网络电抗Z.、滤波电容C、阻尼电阻R和激励交流电流源i(t)的等效电路，能证明滤波器的效用。Z.IL1ZRcII主电源F3E滤波器变流器图47表征供电网络F3E有源馈电变流器性能的网侧滤波器和等效电路电流传递函数G(f)取决于供电网络阻抗。此处假设供电网络阻抗为理想的电感性。为将电抗换算为变流器的额定功率，文献和标准中引人了术语“短路比”Rsce（见3.28)。G(f) =iLi/iconv(10)40

GB/T39275—2020/IEC62578:2015流器脉冲波器代替晶闸管相位角控制电路。10.3期望的非正弦波线路电流由于输出电压能通过PWM控制，控制期望的特定谐波是可能的，例如补偿现有供电网络的低次谐波。10.4不期望的非正弦波线路电流有源馈电变流器脉冲斩波器在供电网络侧产生具有脉冲频率、其边带频率以及其整数倍频率的畸变。为了减轻对供电网络的影响，可在拓扑中加人一些滤波元件。不仅开关频率很重要，开关过程的电流和电压斜率也不得不考虑。滤波器通常集成在有源馈电变流器脉冲斩波器中。滤波器的应用和设计取决于公共或工业供电网络的预期用途。10.5可靠性由于有源馈电变流器脉冲斩波器具有抗短路性能，可实现高可靠性。10.6性能有源馈电变流器脉冲波器适用于补偿谐波。传统的功率控制器至今还不能取代升压电路中的自动变压器。只有具有可控续流臂的有源馈电变流器脉冲新波器可能实现此功能。10.7适用性和系统方面有源开关、串联二极管以及续流期间的续流二极管（直流负载）和附加的有源开关（用于交流负载）均存在正向导通损耗。因此，与用于直流负载的晶闸管控制整流器相比，其损耗更高。损耗取决于负载（阻抗、变压器和升压）。11电流源型两电平PWM有源馈电变流器的特性11.1概述电流源型PWM有源馈电变流器将直流电流转换为三相交流电流，送入供电网络。反之亦然。供电网络侧电压和电流的全四象限运行可完全控制所有表观功率、有功功率和无功功率，11.2功能概述，基本变流联结三相电流源型PWM有源馈电变流器的典型变流联结如图54所示。PLCXePCCUat负装V图54电流源型有源馈电变流器拓扑该变流器由三个桥臂组成，每个桥臂包含两个开关器件（即功率半导体）。该电流源型有源馈电变44

GB/T39275—2020/IEC62578:2015流器通过滤波器连接至供电网络，该滤波器通常由附加于供电网络阻抗的电感器和这种特殊的变流器拓扑要求的滤波电容器组成。变流器的直流侧连接至用于平波和短时储能的直流电感器。直流端子可连接有源或无源负载。由于该电路的特殊性，在半导体器件上会出现负电压。因此，半导体器件应完全反向阻断，否则应增加与该开关器件串联的二极管。工业场合应用的中功率和大功率变流器通常使用反向阻断门极关断晶闸管（GTO）。电流源型变流器的特点是电压向供电网络方向上升的行为。当以固定电压向供电网络馈电时，直流电压U。的平均值可假设在零与供电网络滤波电容器Uc的幅值之间。电流源型有源馈电变流器的脉宽调制与电压源变流器的脉宽调制非常相似（参见参考文献[25]~[28])。变流器交流侧电流由直流侧电流脉冲组成，如图55中高频PWM变流器所示。它们具有与电压源变流器交流侧线电压类似的轮廊。变流器交流侧电流脉冲通过LC型滤波器滤波，产生的供电网络电流波形几乎为正弦波，仅叠加了小纹波。直流侧电压U。由所有线间电容器的周期性电压脉冲组成，分段切换至直流侧。大功率应用通常使用低开关频率（通常为300Hz～1000Hz)的半导体器件。为了消除特定的谐波，通常离线计算优化的脉冲模式。U.0. 010.020.030.040.010.02a)供电网络电压、电流和b）直流侧电流和电压变流器交流侧电流脉冲图55具有高开关频率的电流源型有源馈电变流器电流、电压的典型波形11.3功率控制交流侧控制通常采用级联控制结构，内环控制回路控制供电网络电流，外环控制回路控制功率。电流控制类似于三相交流电机的磁场定向控制。由于交流侧LC型滤波器代表振荡系统，宜实施阻尼功能（主动或通过辅助电容器控制电路），参见参考文献[29]～[31]。控制方案（见图56)与电压源变流器系统的很相似。叠加直流环节电流控制取代了直流环节电压控制，且使用供电网络侧变流器电流的受控调制代替电压的调制。功率半导体器件中的导通损耗和开关损耗与电压源变流器中的情况大致相同，为二极管三相桥式整流器损耗的三至四倍（参见参考文献[34])。对于大功率有源馈电变流器，其效率可达97.5%～98.5%，包括必要的无源元件的损耗。如果具有非反向阻断器件的电流源变流器需要附加串联二极管，其导通损耗以及总损耗可能高于电压源变流器。在脉冲频率较高的情况下，电流源变流器对较大范围的谐波具有实际的有源滤波能力。图57给出具有电流源变流器的并联有源滤波器可能的联结。电流参考值对应于欲补偿的供电网络电流的谐波含量。电流iL的控制使得电流ILeria中的谐波降至零。45

GB/T39275—2020/IEC62578:20156调制电路同步图56电流源型PWM有源馈电变流器的典型框图ULINILgrid非线性负载Lerid + I滤波器iu电流源变流器图57电流源型有源馈电变流器作为有源滤波器补偿非线性负载产生的谐波电流11.4动态性能控制性能具有高动态性的特点。图58给出电流源型有源馈电变流器对电流阶跃的响应性能。i, / ILN0. 40. 25 ms注：ILN等于有源馈电变流器的额定电流，图58低开关频率电流源型有源馈电变流器的阶跃响应（参考值和实际值。参见参考文献[33])46

GB/T392752020/IEC62578.2015

中功率和大功率电流源型有源馈电变流器通常使用门极关断晶闸管GTO，因而开关频率较低。如 果使用异步PWM，通常只存在脉冲频率范围内的低畸变。然而，使用优化同步脉冲模式可有效抑制谐 波（参见参考文献[28]和[32]），且进一步降低交流侧低频畸变。在这两种情况下，应避免滤波器谐振频 率附近的畸变。 应注意畸变的供电网络中已经存在的谐波，其可能引起滤波器的谐振，使供电网络电流进一步 畸变。

11.6有源滤波模式运行

电流源型PWM有源馈电变流器可通过补偿和/或消除交流供电网络中选定的低频谐波的方式 控制。 这能通过适当的脉宽调制或谐波控制实现。例如，中功率和大功率门极关断晶闸管（GTO)变流器 采用具有优化脉冲模式的同步PWM，可通过类似于电压源变流器的方式实现（参见参考文献[28])。 可消除的最高次数谐波取决于脉冲频率。

11.7适用性和系统方面

电流源型有源馈电变流器用于电流源变流器电气传动系统的工业应用。它可作为电网换相晶 流器的替代品，应用范围为1MW以上的中功率至大功率范围以及电压1kV以上的场合

电压源变流器拓扑有源馈电变流器的控制方法、应用实例等信息

压源变流器拓扑有源馈电变流器的控制方法

A.1电压源变流器拓扑有源馈电变流器的我

控制方法有多种。有些是时域方法，其中部分是瞬时方法，例如基 理论。另一部分利用滤波器或一段时间内的滑动积分从上述瞬时量中产生准稳态控制信号。 制方案采用频域技术.既可基于FFT算法，也可基于选定的多个频率，同时处理所有谐波。

A.1.2控制方法的考虑

还有一种基于PWM方案的线路磁通定向控制方案：基于间接定子矢量控制（ISR)方案，将变流器 的磁通引导至基本的圆形轨迹上。针对每个脉冲频率周期计算参考电压矢量，然后利用PWM方案实 现该参考电压。许多控制方案基于交流电机控制方案，因为线路结构与交流电机结构非常相似。 另一种控制方案类似于直接自控方法(DSC)或通常用于控制电机的直接转矩控制(DTC)。 在这些方案中，含滤波器的供电网络等效为大电机，通过滞环控制方法控制其估计转矩和磁通（通 常称为“虚拟”）。 转矩参考值由直流环节电压控制产生，磁通幅值参考值根据无功功率或无功电流参考值计算。 也可估算有源馈电变流器的有功功率和无功功率，并通过滞环控制方法直接控制它们。 同步脉冲模式的优点在于与电网频率同步的属性。静止，所有周期相同。因此，所有谐波都是已知 的，仅取决于脉冲模式。不产生间谐波。动态变化要求预先仔细计算出脉冲模式之间的变化。 在PWM方案的情况下，脉冲模式在稳态和动态运行工况下自动生成。基波和可控谐波分量的参 考值很容易生成。产生的谐波是已知的，但不再受影响。如果PWM电路的参考三角波与电网频率同 步，不期望出现间谐波。否则，会在产生谐波的频段内产生间谐波 线路磁通定向脉冲模式生成方案（类似DSR和DSC)具有快速动态响应和开关优化利用的优点，同 时降低了谐波幅值。然而，谐波从与固定脉冲模式相关的锐谱线泄漏导致间谐波。这种效果也能通过 随机修改空间矢量调制的基本周期和基于PWM的脉冲模式生成方案实现。那么脉冲频率不是恒定 的，而是围绕其平均值稍微变化。这种方法被称为随机PWM。 值得注意的是，对于所有脉冲模式生成方法，以产生谐波区域的频段中所有分量的方均根值衡量， 总畸变量是恒定的。它仅取决于脉冲频率的平均值和实际直流环节电压或电流。不同脉冲模式的生成 方法只是将方均根值从一个谐波（或间谐波)移至另一个。换句话说，不期望的信号分量沿频率轴的分 布被修改，而并非不期望的信号量的总和。然而，由于线路可能包含的从内部耦合点（IPC)到内部耦合 点(IPC)的谐振各不相同，且有些用户可能对某个频率分量更敏感，改变不期望的信号分量沿频率轴的 分布提供了解决EMC问题的方法。 应特别注意供电网络中的纹波控制信号和诸如DCF77（用于遥控时钟）的时间传输无线电频率，这 此信号可能会受某些脉冲模式的干扰。

A.1.3分布式有源馈电变流器短路穿越功能

分布式发电系统中的设施不断增加会影响电网的稳定性。除了纯能量馈入外，还安求分布式电力

GB/T39275—2020/IEC62578:2015几乎是正弦波，见图A.3。实际标称功率为1MW，供电电压为4160V5.00mm/dv5.6600000mc上：供电网络电压6000V/div；下：供电网络电流100A/div。图A.3低开关频率（参见参考文献[33])电流源型有源馈电变流器的供电网络电流和电压典型波形250.00I(CS121)0. 006. 00KVP254.00K250. 00I(CS184)0. 00VP237. 50KJ10.00K190. 00195. 00200.00205. 00210. 00t / ms自上而下分别为：机侧变流器的阀器件电流、电压和有源馈电变流器的阀器件电流、电压（测量条件为SCMvA=38，归一化至满载电流）。图A.4有源馈电变流器和机侧的（半导体）阀器件电流和电压，变流器均为低脉冲频率（参见参考文献[33])电流源型由于滤波器大大减少了谐波含量，供电网络电流呈正弦波形且叠加三角脉动。图A.5给出传动系统中有源馈电变流器电流的总谐波畸变（THD)。51

GB/T39275—2020/IEC62578:201510. 00%9. 00%8. 00%7. 00%THD，供电网络电流5. 00%THD，电机电流4. 00%3. 00%2. 00%1. 00%0. 00%0%50%100%150%转速图A.5此应用中，供电网络和电机电流（参见参考文献[33])的总谐波畸变始终低于8%（即三角形构成的直线）A.2.2具有直流侧换相的有源馈电变流器（无功功率变流器）A.2.2.1功能概述，基本拓扑直流侧强迫换相的自换相变流器可实现为纯无功功率变流器，其电感性或电容性无功功率消耗能任意改变。为此，桥的每个臂都配置了开关阀器件反并联二极管（见图A.6），使电流能双向流动。与交流侧换相的变流器相反，馈电的相间没有电流变化，通过缓冲电容器CB，换相独立于每个相内的受控和非受控阀器件之间的邻相进行。直流侧仅产生谐波电流，因为各相中的基波电流被相互补偿而完全抵消。这种换相的前提是直流侧仅存在合适的电抗，而在交流侧需要相当大的电抗限制谐波电流。RT本4240本6260图A.6具有直流侧换相的有源馈电变流器基本拓扑（六脉冲逆变）A.2.2.2功率控制通过开通角的微小变化能连续控制能量流，基波功率就能在几毫秒内在四个象限中变动（见图A.7)。52

GB/T39275—2020/IEC62578:2015运行的电气设备的正常运行条件或者无此类影响的设备在正常运行条件下的电压畸变水平产生的负载引起。具有非线性负载特性的传统设备从含有低次谐波（通常低于1.5kHz)的供电网络吸收非线性电流。当给定频率的非线性电流在频率相同的网络中产生谐振时，发生过载和应力问题的概率迅速增加。几十年来，技术人员一直尽可能避免这种巧合。如果过去不得不安装滤波电路（例如用于改善功率因数），那么务必注意的是，在允许接通较高频率的滤波电路前，滤波电路是在最低频率启动的。如果可能的话，目标始终是避免在较低频率范围内发生谐振。网络的自然阻尼效应越小，越应遵循这个规则。在2kHz～9kHz频段跟踪它非常困难，甚至几乎不可能。如果对特定频率的低畸变水平的要求非常严格，很大程度上不可避免地要采取滤波措施。因此，目前的做法是针对特定频率安装大型滤波电路以满足给定目标的要求，且忽略此阶段由于与其他设备（例如在新设施或改变网络配置的情况下）的巧合而稍后可能在网络中产生的不期望的影响。A.7.22一系列与电气传动系统相关的示例（有源馈电变流器和CSI）A.7.2.1概述网ULa=10 kVSCP=200 MVASTr6uscCCMVLTrVCuULb=690 VCCLVCSI矿井提升机(CSI)：1000kVA;690VSGen=2 000 kVA(Dfed);Sequ=690 kVA(AIC);fpuls=3 kHz图A.19风力发电站和矿井提升机传动连接在同一供电线路上示例中的有源馈电变流器设置在用于风力发电机的双馈异步电机转子电路中。它是一个脉冲频率为3kHz的两电平PWM电压源逆变器，配置有大型滤波电路，旨在将中压网络中脉冲频率附近的电压畸变降低至0.2%的电压畸变水平。CSI是主提升机的直流电流传动，具有电流源特性，产生第5、7、11、13、17、19、23、25次等次数的典型谐波。两个变流器连接至同一个电源（图A.20）。62

表A.5无滤波电路和有滤波电路的两条供电线路（I和Ⅱ）上的电压畸变 （滤波器设计为在中压供电线路上达到0.2%的畸变水平）

用和禁用有源馈电变流器滤波器情况下，特定点

自用时会显著增加（注 与各次谐波平方和的平方根）。

表A6如图A.20所示，网络内特定频率和指定测量点的电流分布

与滤波电路相比，变压器和发电机方均根值的增加相对较少的唯一原因是，由于基波电流值较大， 它们具有较大的功率裕度。 然而，滤波电路设计仅用于吸收叠加在基波电流（125A)上的3kHz谐波电流（64A），即IRMs= 141A。因此，滤波电容器的方均根值过载相当于其额定负载的285%。在这种情况下，滤波电路的电 容器受到严重威胁。这种情况也可能在其他低压和中压供电网络中出现

在有源馈电变流器的脉冲频率范围内实现非常低畸变水平意味着需要大型滤波电路。 这些电路主要由电容器组成。考虑到高频，流圈可忽略不计（有时根本不存在），因为它们削弱了 在脉冲频率附近实现低电平畸变的期望效果。 因此，网络的固有频率被移至一个相当低的频率范围。在这个范围中，基于非线性负载且具有电流 源特性的传统设备通常产生相同频率的谐波电流。 由于这种巧合，在较低频率下，谐振放大会产生相当大的谐波电流，这在整个网络中造成过载和应 力间题。 的最大值遥这种影临

A.8供电网络阻抗测量示例

本章从供电网络阻抗测量的角度介绍了技术趋势，作为对5.2.4的补充

A.8.2测量基本原理

对供电网络阻抗测量的技术背景进行了文献调查。调查发现了5篇已发表的论文（参见参考文献 [17]～[21])和一种适用于供电网络的测量装置。它们描述了基本相同的原理：注人谐波电流和分析谐 波电压分量（见图A.22）。本附录简要介绍参考文献中描述的测量方法。 使用适当的电压、电流传感器测量电压、电流，并引入数据处理功能。该功能通常由A/D转换器和 数字处理器组成。

GB/T39275—2020/IEC62578:2015该参考文献还介绍了由两个A/D转换器同步测量阻抗的测量装置中的电压和电流数据处理系统，以及将电压分量与电流分量之间的相位误差最小化的注意事项。A.8.5基于骚扰电流注入的参考文献（方法A）A.8.5.1基于电阻器投切的测量装置市场上有用于测量5.2.4所示供电网络阻抗的测量装置（参见参考文献[18])。该测量装置中，电阻器配有三相半导体开关。图A.24给出了单相电路。通过接通和切断，电流包括开关产生的谐波分量流经电阻器。同时，测量和分析了端子上的电压。尽管制造商没有给出详细的数据处理过程，但测量是根据A.8.2中给出的原理进行的。Ii+Ih配电网电压值号电流信号疆扰装置U+U半导体开关数据处理功能口电阻器图A.24通过切换电阻器测量A.8.5.2电容器投切产生谐波电流如图A.25所示，参考文献[19]重点研究了电容器投人至供电网络时的瞬态振荡现象。该参考文献从理论上分析了瞬态波形，提出了一种计算网络阻抗电阻和电感的方法，并在一栋建筑物内额定电压为100V的实际配电网中进行测量。测量频率约为4kHz~10kHz。该参考文献讨论了测量误差，提出了一种使用电容量不同的两个电容器提高测量准确度的方法。该方法在市场上广泛应用的经济型测量装置上取得了较好的结果。I;+/n配电网电压信号电流信号.弱扰装置Ui+U开关数据处理功能电容器图A.25通过电容器组测量A.8.5.33间谐波信号注入对于像内部发电机那样的分布式发电，有时需要检测供电网络的断开和孤岛。参考文献[20]介绍了一种通过测量内部发电机的6.6kV供电网络阻抗检测孤岛的方法。如果阻抗增加高于正常范围，认为发电机被视为与供电网络隔离且与供电网络断开。该参考文献的特点是利用2次谐波和3次谐波之间的间谐波。这个想法来自于一个事实，即供电网络中的间谐波分量可忽略不计。利用间谐波分量向电网注入小信号，可获得较高的测量准确度。如图A.26所示，提出的阻抗测量系统由间谐波频率发生器、放大器、绝缘变压器、电压传感器、电流传感器和阻抗测量功能组成。因为目标的原因，测量系统只使用单一频率。该参考文献没有涉及很多频率。不过，阻抗测量系统67

GB/T39275—2020/IEC62578:2015的结构与5.2.4给出的非常相似。中压供电系统电压传感器电流传感器负载隔离变压器电电池放大器分布式电源阻抗测量频率发生器图A.26通过注入间谐波进行孤岛检测的6.6kV供电网络阻抗测量系统A.8.6基于单一频率正弦波注入的参考文献（方法B）A.8.6.1正弦波信号注入法测量线路阻抗参考文献[21]提出了一种线路阻抗测量系统，并给出了在美国大学一栋建筑物内对线路进行50Hz~30kHz频段测量的结果。测量系统由与图A.26类似的两个模块组成。第一个模块用于向线路注人一定频率的电流。第二个模块用于测量和分析电流和电压。第一个模块由一个正弦波信号频率发生器和一个放大器组成。放大器的输出通过隔离变压器连接至线路。在变压器和放大器之间，连接了一个滤波器以抑制基波分量并保护放大器。注人线路的电流幅值设置为比线路电流额定值小两个数量级，这样注人不会干扰线路上其他设备的运行。第二个模块由电流传感器，电压传感器和信号分析仪组成。电流信号和电压信号通过调谐滤波器引入信号分析仪。滤波器的带宽设置得很窄，以消除噪声信号的影响。信号分析仪输出电流和电压的幅值和相位。利用这些数据，通过连接至信号分析仪的个人电脑计算且绘制不同频率的线路阻抗。A.8.6.2利用电压源变流器测量线路阻抗参考文献[22]提出了一种采用电压源变流器的不同测量方法，并给出了在德国大学一栋建筑物内对线路进行100Hz～10kHz频段测量的结果。测量系统由与图A.26类似的两个模块组成。第一个模块用于向线路注人一定频率的电流，第二个模块用于测量和分析电流和电压。该参考文献利用三相PWM电压源变流器产生高频电流分量并将其注人线路。变流器输出由“滞环控制”方法控制，该方法产生测量频率的电流分量。然后，变流器通过变压器连接至线路。该变流器作为高频分量发生器和放大器工作。第二个模块由电流传感器，电压传感器和基于FPGA的电路组成。电流信号和电压信号通过A/D转换器以足够高的采样速度引人FPGA。在FPGA中实现DFT算法且分析信号。利用分析的数据，通过连接至信号分析仪的个人电脑计算且绘制不同频率的线路阻抗。68

2kHz~150kHz频段有源馈电变流器设计的基本者虚

警告：本标准定义的传导发射频率低于150kHz的最大发射值的基本考虑基于观察和经验。 观察和经验来自于，在大多数供电网络中，当今先进的有源馈电变流器与其他设备一起运行而不产 可容忍干扰的情况

B.1.3连接至供电网络的电力电容器耐受能力和2kHz~9kHz频段兼容性的其本考虑

基于长期经验，广泛用于供电网络中的电力电容器（例如用于无功功率补偿、无源谐波滤波器和 机起动)对于供电电压的谐波畸变尤其没有防护。因此，在考虑的频率范围内，这个电气部件在提出指 南方面扮演重要角色。 注：在这个范围内，EMC电容器通常不受频率的负面影响。 应区分由设备/部件的基本特性导致的对特定谐波畸变的灵敏度和由使用的配置或设备结构导到 的灵敏度。 为避免设备中的机械共振（共振甚至可能在相对较低的谐波电压水平下产生部分噪声），只保持特 别低的骚扰水平也没有经济意义。

GB/T39275—2020/IEC62578:2015如果改变有源馈电变流器的脉冲频率不会达到缓解的效果，这种情况能通过提高受骚扰设备的抗扰度更好地解决。结果见图B.1和B.1.4。电高电容器100(7=10 K)抗单一额率骚扰的额定耐受能力%/()感兴趣的范围10单一额率为主导时的边界单一频率主导多个两电平有源馈电变流器同时运多个有源馈电变流器行时的畸变边界同时运行时的边界0. 1 畸变频率/kHz10注：z轴和y轴为对数坐标。图B.1考虑到电容器内允许的温升，供电网络中谐波电压的耐受能力水平。如果电压畸变由一个主导频率确定（上线），或主要由多个并行运行的两电平PWM有源馈电变流器产生的谐波频谱确定（下线）B.1.4设置电容器耐受能力曲线的基本条件结果如图B.1所示：由于该频率范围内存在谐波，电容器的温升应保持10K的最高值；b)考虑了两电平PWM有源馈电变流器的典型谐波频谱，没有附加抑制措施；注1：只考虑实际连接在有源馈电变流器和供电网络之间的线路电感。c)谐波电压畸变水平的定义根据3.34的线电压畸变导出；d)对于单相（三相)PWM有源馈电变流器，单一主导频率和出现的最高谱线之间的关系因子为F=2.5(F=2.4);注2：见图B.3和图B.4中虚线极限曲线之间的小差距。由于差异小，只使用关系因子2.5规定图B.1的下限线。这种差异会产生更多影响，且已相应考虑。e）一致性因数（如果多个PWM有源馈电变流器在同一个电源上运行)与线电压谐波畸变的叠加等于单畸变值的1.67倍。图B.1中的虚线仅考虑一个主导的畸变频率，且通常由电力电容器制造商确认这些装置是否允许。关于实际电容器类型的制造允差以及可能的进一步安全裕度，假设对于一个主导频率，虚线极限与虚线之间的适当距离约为30%。这种情况有时可能存在。例如，具有独特谐振的电源，虚线也可视为极限。然而，对于基于谐波频谱的典型有源馈电变流器畸变，虚线仅用于比较。图B.1表示该频谱中出现的最高谱线不应超过的边界。即使多个有源馈电变流器同时在同一供电线路上运行，也不应超过该曲线。实线极限和虚线（一个主导频率)之间的距离相当恒定，且与有源馈电变流器所选的脉冲频率无关。这通常是正确的且是良好的近似。70

GB/T39275—2020/IEC62578:20153%6%10%12%15%30B6.0kHzCCRsce503.5kHz100C200400CC图B.6为应用电力电容器极限曲线，将三相有源馈电变流器（两电平）匹配到不同供电网络条件的电子表格B.1.6关于中压供电网络的注意事项对于中压供电网络，就谐波而言，应考虑以下声明：由于电缆和变压器内的集肤效应减小且与该线路连接的欧姆耗电元件较少，供电网络中的阻尼通常较小；由于通常使用三个或更多电平的变流器，产生的谐波发射较少（参见表A.4)；电力电容器的损耗因数和损耗特性预计与低压电力电容器类似；由于上述因素，中压应用要求采用比低压应用更谨慎的方法。这可导致滤波量增加。B.1.7有源馈电变流器滤波的注意事项为降低有源馈电变流器畸变水平而大量增加附加的有源馈电变流器滤波措施（根据图B.5和图B.6中的区域“A”)，如果整个系统拓扑支持这种趋势，将导致供电网络在低于滤波器频率的频率范围出现严重问题（见图B.7)。谐报频率3 kHz2 kHz 1 kHzT 0. 2%5%D图B.7利用增加有源馈电变流器滤波量和电压畸变水平说明供电网络典型谐振频率由增加的滤波产生的供电网络谐振频率将在无源滤波器内产生低频电流环流。这些电流也容易被低压和中压网络中的补偿电容器组捕获。这种设备的损害预计每天都会发生（参见A.7)。在某些情况下，对供电网络中允许的发射水平的严格限制可能对供电系统本身（谐振频率的恶化）和连接至此的设备产生负面影响，这既需要从经济方面考虑，也需要从技术上考虑。如果这种情况是目标，那么一些“谐振危害”效应可能导致设备运行更恶劣、更危险（参见A.7中的示例）。这个示例的基本信息是，可能会重新考虑对2kHz～9kHz频段允许发射电平过于严格的限制（要求大量的有源馈电变流器滤波措施），以避免供电网络的自然给定谐振移向更低的频率，但允许使用较小的有源馈电变流器滤波措施，这些措施可正常工作且不会对其他设备造成干扰。当增加电感性滤波部件时，还需要考虑配备有源馈电变流器的电气传动系统的动态性能下降。73

Z频段最大畸变因数对应的有源馈电变流器设计

当产品连接至网络以获得实现其目的所需的能量时，会产生向网络注人谐波的副作用。产品一旦 使用电压开关技术，在150kHz上下将存在骚扰电压。 150kHz以上的骚扰电压应符合产品标准，因而这些谐波由制造商测量。 在2kHz～150kHz频段内，迄今为止，CISPR11或涉及电力电子系统和设备的IEC产品标准中 未规定传导发射限制。制造商没有义务检查这些发射，而且这些发射大多是未知的。 IEC62578的早期版本给出了传导发射最大值的基本考虑。将这种考虑与市场上已有产品的实际 情况比较商业标准，似乎是合乎逻辑的。 为了获得已上市产品产生的传导发射的声明，组织了数据收集。 调查问卷通过制造商协会（CEMEP、JEMA、NEMA和GAMBICA）发送，以便在这些组织的帮助 下以暨名方式收集制造商的测量结果。 要求获得两组幅值和频率测量值：一组测量值在9kHz～50kHz频段，另一组测量值在50kHz~ 50kHz频段。 CISPR16描述了这些测量所需的手段和方法

B.2.2数据收集结果

GB/T39275—2020/IEC62578:2015150140C3类>75kVA130120C3类<75kVAC2类90C1类70605040550500f /kHz图B.10额定容量超过75kVA产品的数据收集结果与本标准给出的最大值对于额定容量不超过75kVA的C3类产品，数据收集反馈的测量值几乎没有，但这里再一次说明了测量值与本标准给出的最大幅值（图B.11中的粉红线）的一致性。150140C3类>75kVA130120110C3类<75kVAC2类90C1类80.70605040 +550500f/kHz图B.11额定容量不超过75kVA产品的数据收集结果与本标准给出的最大值对于能安装在居住环境中的C1类和C2类产品，数据收集反馈了更多的测量结果。与本标准给出的最大幅值（图B.12中的蓝色或黄色线）相比，某些产品的测量值高于本标准给出的值。由于没有提供有关产品开发市场和应用的明确信息，无法了解某些测量值比其他测量值低的原因。事实是，某些产品的测量值大于本标准给出的最大值。如果降低给出的值，会影响更多的产品。实际上，由于大量测量值接近图B.12中的C1类线，大多数产品会受影响。总的来说，如果出于标准化目的保留本标准的提案，这对制造商来说是一个严格的提案76

GB/T392752020/IEC62578:2015

表B.29kHz~150kHz频段不同类别有源馈电变流器最大发射值的基本考虑

注：这些数值可被IECSC77A或IECCISPR发布的该类设备的其他公认发射限值取代。

线材标准GB/T392752020/IEC62578.2015